224Gb/s（每通道）高速电互连链路的“调制—信道—FEC”协同优化方法

学习目标

理解224Gb/s 单通道为何仍倾向采用PAM4而不是更高阶PAM

掌握链路设计中插入损耗（IL）/损耗偏差（ILD）/串扰/抖动/噪声的关键门槛

建立“更高阶调制 ≠ 更高性价比”的系统观：FEC强度、时延、功耗、实现复杂度如何联动

了解面向2024–2025工程落地的全DSP收发器与封装/板级通道的共同演进方向，以及由此带来的市场趋势

1. 需求背景：为什么行业要把单通道推到224Gb/s

数据中心交换与AI算力集群对带宽的需求呈现“端口速率持续翻倍”的节奏：400G向800G过渡，1.6T进入工程验证与生态准备阶段。要在可控的面板密度、功耗与成本下提升系统吞吐，最直接的路径是提升每条电通道（lane）的速率，让同等端口带宽用更少的lane实现，从而降低布线、连接器数量与系统复杂度。

但速率从112Gb/s（PAM4）提升到224Gb/s（PAM4）并非简单“频率翻倍”，因为链路裕量会同时受到模拟前端带宽、抖动谱密度、宽带噪声、均衡能力、封装/走线损耗与串扰的共同挤压。材料的核心价值，正是给出一种工程化的结论：在现实通道与可实现的收发器假设下，224Gb/s仍以PAM4作为“共同最优”更具可行性。

2. 三个基本矛盾：调制、信道与FEC的耦合关系

在224Gb/s链路里，系统设计绕不开三组耦合：

调制阶数 vs. 带宽需求

PAM4每个符号承载2bit，相比NRZ等效降低所需带宽。

PAM6/PAM8看似能进一步降低符号率或放宽带宽压力，但会显著拉高对**信噪比（SNR）**与线性度的要求。

信道损耗 vs. 均衡代价

高频插入损耗越大，接收端越依赖CTLE/FFE/DFE或更强DSP；

均衡越激进，越容易引入噪声增强与**误差传播（burst error）**风险。

FEC强度 vs. 时延/功耗/兼容性

更高阶调制通常需要更强纠错才能达成极低误码目标；

纠错一旦“加码”，会带来编码开销、时延增加、功耗上升，并且在标准与生态兼容上阻力更大。

材料围绕这三组矛盾给出系统级推导：在可落地的通道与芯片实现条件下，PAM4往往比PAM6/PAM8得到更好的端到端综合收益。

3. 信道工程门槛：IL/ILD/串扰决定“PAM4能不能跑满224G”

材料用多条代表性通道做建模与对比，核心可提炼为一组工程阈值观念：

关键观察1：以PAM4在224Gb/s的奈奎斯特频点为参考，若通道IL能控制在约30dB量级或更好，PAM4链路更容易获得可用裕量。

关键观察2：ILD（损耗随频率的偏差/起伏）越小，均衡越“省力”，对眼图开口与误码更友好。

关键观察3：串扰（近端/远端）到达一定水平后，会把“理论可用的SNR”变成“不可控的随机扰动”，使更高阶PAM的风险陡增。

从工程实践角度，信道设计不再只看“56GHz处多少dB”，还要看：

高频段损耗曲线是否平滑（ILD小意味着可均衡性好）

连接器/过孔/走线过渡的反射与模态转换

密集布线带来的NEXT/FEXT是否能维持在足够低的水平
这些因素共同决定224G PAM4是否能在合理功耗下达标。

4. 调制选择：为什么224G更倾向PAM4而不是PAM6/PAM8

从“单点指标”看，PAM6/PAM8似乎能���同等吞吐下降低部分频率压力；但从系统级看会引入更难控制的代价：

更高阶PAM的电平码间距更小：同样的噪声电压会造成更高的符号判决错误概率，等价于需要更高SNR。

更高阶PAM对线性度、时钟恢复、ADC/DAC有效位数（ENOB）与前端失真更敏感：这些都会转化为功耗与面积。

更高阶PAM更容易触发“突发错误”：一旦均衡（尤其带反馈的DFE）在噪声与ISI叠加下出现误判，错误会沿反馈路径传播，形成连续错误段，FEC压力骤增。

因此材料给出一个非常工程化的结论：在具备一定插入损耗的长距离（板到板、连接器、封装组合）场景中，PAM4在224Gb/s往往比PAM6/PAM8更稳、更省、更易标准化。

5. FEC的真实代价：PAM阶数上升会“吃掉”纠错增益

材料对FEC的讨论，价值在于把两个概念讲清楚：

5.1 随机错误与突发错误是两种完全不同的敌人

随机错误主要来自热噪声、量化噪声、残余ISI等，呈离散分布；

突发错误更像“成串发生”，常与DFE误差传播、强ISI条件下的判决连锁有关。

在高阶PAM里，符号判错概率上升，且更易触发突发错误，导致FEC输入端呈现更“糟糕”的错误形态。

5.2 同一种FEC，对PAM4更友好

材料以业界常用的RS类FEC（工程上常被称为KP FEC）为参照，指出当调制阶数从4提升到6/8时，纠错增益会变差，要达成同等输出误码目标就不得不考虑更强FEC。问题在于：

更强FEC意味着更高时延（对时延敏感的互连场景不友好）

更强FEC意味着更高功耗与更复杂的实现

标准与生态更难延续既有测试方法与互通体系

因此，材料形成一个系统论断：若目标是兼顾互通、成熟生态与能效，在224Gb/s继续坚持PAM4并配合“恰当强度”的FEC更划算。

6. 收发器架构要点：224G PAM4的“带宽翻倍、抖动减半、噪声减半”

材料把224G相对112G的难点总结为三条硬指标迁移（从系统观念上理解即可）：

模拟前端有效带宽需要显著提升（接近“翻倍”的级别）

抖动预算需要更苛刻（包括确定性抖动与随机抖动分量）

宽带噪声需要更低（等效为更高输出SNR与更干净的接收端输入等效噪声）

为实现这些目标，材料体现出一个清晰路线：基于ADC/DAC的全DSP SerDes成为更主流的实现方式，通过数字均衡与校准能力来对抗高频损耗与制造偏差，并在系统上获得更强的可调性与一致性。

同时，均衡链路的“组合拳”也更完整：

发端多抽头FFE（预加重/后加重）用于预补偿通道

收端CTLE用于塑形、FFE/DFE用于进一步消除ISI

多维校准用于抵消工艺、电压、温度与封装差异

材料还通过端到端仿真与测试结果传递出一条关键信息：在合理的长距离通道损耗条件下，224G PAM4链路可以在可用的原始误码水平上工作，并为FEC留出足够裕量，这对标准制定与生态推进具有现实意义。

7. 工程落地指南：把“能跑”变成“量产可控”

将材料观点转化为可执行的工程策略，可归纳为四条：

优先把信道做“可均衡”而不是只堆料降损耗

关键点是ILD、反射与串扰控制，它们往往决定均衡是否稳定、是否引发误差传播。

用系统仿真把TX/RX假设写实

不只扫通道IL，还要把**上升/下降时间、抖动模型、噪声谱、RLM（电平间隔裕量）**等纳入端到端评估。

把FEC当作系统约束而非“兜底魔法”

FEC能纠错，但纠不掉系统性设计缺陷；

盲目上更强FEC可能在功耗、时延、互通上得不偿失。

封装与板级协同设计是224G的必修课

芯��IO再强，如果封装走线与BGA逃逸带来额外损耗与串扰，系统仍会失去预算；

反过来，封装/材料/连接器进步能直接换来链路裕量与更低功耗。

8. 市场与趋势洞察：224G电接口正在成为800G/1.6T生态的“共同语言”

结合近年公开报道与产业路线图，可以看到与材料结论高度一致的趋势：

标准化路径更倾向延续PAM4：业界围绕224G电接口互通持续推进，背后是测试体系、量产经验、器件供应链与互操作生态的现实惯性。

端口速率升级推动“每lane更快”：交换芯片与光模块从800G走向更高等级时，224G/lane能降低lane数，带来更高面板密度与更简化的系统布线。

铜互连形态分化：机箱内短距继续用DAC/铜缆与有源电缆等形态承接成本敏感需求；更长距离更依赖光互连，且“线性可插拔光学、共封装光学”等路线在不同场景被讨论与试点。

功耗成为第一约束：在AI集群场景，“链路每比特能耗”直接影响可部署规模。材料强调的“PAM4 + 合理FEC + 可均衡通道”本质上是在功耗与复杂度之间寻找最稳妥的工程平衡点。

行业专家视角下，224G并不只是“更快的SerDes”，而是把封装材料、PCB工艺、连接器、均衡算法、FEC策略、测试方法全部拉到同一张系统账本上重新结算，这也是其市场价值快速显现的原因。

结论：224G的胜负手，不在“更高阶调制”，而在“系统级可控”

材料传递的最重要信息可以浓缩成一句话：当速率跨入224Gb/s，每一项看似独立的选择——PAM阶数、通道损耗形态、均衡结构、FEC强度——都会在功耗、时延与互通上连锁反应；而在现实工程边界内，PAM4之所以仍是主航道，是因为它让链路第一次在“能跑得快”和“跑得稳、跑得省、跑得可量产”之间达成了最务实的平衡。

真正引人入胜之处在于：224G并未把行业推向“更复杂的调制竞赛”，而是逼迫生态完成一次更高级的能力升级——把高速互连从单点电路性能的比拼，推进到跨芯片、封装、板级与标准的系统协同工程。读懂这一点，就能理解这份材料的写作目的：为下一代数据中心与AI互连的规模化落地，给出一条可执行、可验证、可复制的技术路径。